Вообичаено пресметката се врши со помош на комплексни броеви, при што физичката страна на проблемот останува замаглена. Тука истата пресметка успешно е направена со векторски (фазорски) начин, при што точно се знае улогата на секој прилагоден член, како влијаат на сите струи и напони, што може да биде многу корисно за образовни цели, односно подлабоко разбирање на теоријата на електрични кола и особено теоријата на антените.

Целата конструкција е прикажана на слика 1. Горниот ред затеги ја чинат капацитивната капа, што прави порамномерна распределба на струите во вертикалниот дел и подобро зрачење, а истовремено ја прави антената поширокопојасна.
Средниот ред затеги (преку стаклени изолатори) служи само за механичко прицврстување (анкерирање).

Слика 1: Изглед на вертикалната антена за повеќе бандови

На земјата има околу 200 метри жици за високофреквентно заземјување (ефективно воглавно на кратки и средни бранови), а главното заземјување за долги, многу долги и ултра долги бранови се врши со помош на метален бунар во непосредна близина на антената.
Кутијата со прилагодното коло се поставува до самата основа (најдолната точка) на антената. Во неа се сместени двете прилагодни кола (слика 2). Во горниот дел (завојница со два индуктивитети) е колото наменето за бандот160 m, а во долниот (со кондензатори) е колото за 80 m.

Лево се гледа преклопникот за избор на банд и влезниот конектор за преносната линија до предавателот, а десно се излезите кон заземјувањето и вертикалната антена.
За да се постигне бараната капацитивност користени се две серии од кондензатори (3 пати по 1200 pF и 220 pF со 1200 pF). Кондензаторите долу десно, низ кои треба да помине голема високофреквентна моќност (до 2 kW) се цевчест и doorknob тип. Освен што треба да издржат напони до 2.000 V и струи до 7,5 А, мораат да имаат низок тангенс-делта, односно мали диелектрични загуби и доволна способност за дисипирање на топлината.
Кондензаторите долу лево се изложени на многу помали напони (до 500 V) и струи (до 3 А), ппоради што се употребени помали, но сепак блок кондензатори. Тука не доаѓа предвид примената на мали и евтини керамички кондензатори, особено евтините типови со диелектрик X7R, коишто под напон си ја менуваат капацитивноста и го нарушуваат прилагодувањето.

На слика 3 се дадени шемите на прилагодните кола за двата банда, за 1,8 MHz и 3,5 MHz.

Слика 3: Двете прилагодни кола, за 1,8 MHz и 3,5 MHz.

Вертикалната антена има сопствена резонантна фреквенција од 2,6 MHz, но на 1,8 MHz и 3,5 MHz има импеданса што многу се разликува од карактеристичната импеданса на преносната линија и излезната импеданса на предавателот од 50 Ω. Без прилагодување коефициентот на стојни бтранови е превисок (SWR>30), што би резултирало со многу голема рефлексија на брановите и ефикасност блиска до нула.

Постојат вкупно 4 конфигурации со кондензатори и индуктивитети, а прикажаните две се користат кога реалниот дел од импедансата на антената Ra е помал од карактеристичната импеданса на преносната линија од 50 Ω.
Првото коло се користи за електрично кратки антени, а второто за електрично долги.
Во редок случај, кога Ra>50 Ω, паралелните компонети (L1, C1) наместо на страната на предавателот, се поставуваат на страната на антената.

Формулите и ексел табелата ги имаме видено претходно во Прилагодување на антената на преносната линија – општа трансформација на импедансата со два члена , а пресметката се врши со комплексни броеви и се сведува на задоволување на равенката 1/Z0 = 1/Z1 + 1/(Z2+Za).

Примената на оваа формула не ни овозможува точно да разбереме што се случува во колото, па затоа во продолжение ќе видиме еден друг метод, базиран на вектори, што воопшто не користи комплексни броеви.

На слика 4 е анализирано колото за 1,8 MHz, со помош на векторски дијаграми и формулите изведени од нив, при што воопшто не се користени комплексни броеви!

Слика 4: Анализа на колото за 1,8 MHz, со помош на векторски дијаграми и формулите изведени од нив, без употреба на комплексни броеви

Со помош на фазорите можеме нагледно да ги прикажиме амплитудите на напоните и струите и фазниот став помеѓу нив. Доколку фазорскиот дијаграм го вртиме обратно од стрелките на часовникот со аголна брзина ω, еднаква на кружната фреквенција 2πf на наизменичната струја, проекцијата на една права (на пример хоризонталната) би ги дала синусните промени на напоните и струите со текот на времето (слика 4a)

Слика 4а: Приказ на амплитудите на напоните и струите и фазниот став помеѓу нив

Нашата задача се состои импедансата на нерезонантната антена на фреквенција f=1,84 MHz, која изнесува Zₐ = Rₐ+jXₐ = 19,1-j29,03 Ω со помош на прилагодното коло да ја трансформираме на импедансата на преносната линија Zₒ = 50 Ω Поради капацитивната реактанса Xₐ, антенската струја I₂ предничи во однос на напонот на антената Uₐ (на првиот векторски дијаграм I₂ е завртена обратно од стрелките на часовникот во однос на Uₐ). Целта на прилагодувањето е струјата Iₒ на излезот од предавателот да биде во фаза со напонот Uₒ, односно овие два вектори да бидат колинеарни (на вториот фазорски дијаграм).

Иако задачата за определување на индуктивностите L₁ и L₂ се сведува на решавање на равеката (1) со помош на комплексна аритметика, тука до истите резултати ќе дојдеме со векторски, односно графоаналитички метод.

Нека моќноста на предавателот изнесува P = 1000 W. Во отсуство на загуби во прилагодното коло, антенската струја ја пресметуваме според рав. (2), од моќноста P и отпорот Rₐ, којшто претставува збир од отпорот на зрачење на антената и отпорот на загуби во заземјувањето и истата изнесува I₂ = 7,24 A. Од друга страна, на излезот од предавателот, на импеданса Zₒ, струјата ја определуваме според рав. (3) и истата изнесува Iₒ = 4,47 A.

Првиот фазорски дијаграм, којшто ги претставува напоните на гранката Rₐ-Cₐ-L₂ го конструираме земајќи ја антенската струја I₂ за референтна, а напоните на антената Uₐ = URₐ+UCₐ, напонот на сериската индуктивност UL₂ и напонот Uₒ на излезот од предавателот ги нанесуваме како збир од вектори, секој со својот фазен став во однос на антенската струја. На пример, напонот на индуктивноста UL₂ предничи во однос на струјата I₂ низ него и затоа е завртена обратно од стрелките на часовникот. Должините на векторите засега не ни се познати, па дијаграмот ќе ни послужи само како скица за изведување на равенките.

Вториот фазорски дијаграм е поинаков и го претставува збирот на струите во јазелот „А“. Тука напонот Uₒ е земен за референтен (пренесен е паралелно од првиот дијаграм). Струјата I₂, со познат интензитет, исто така ја пренесуваме паралелно од првиот дијаграм. Доаѓаме до клучното место. Струјата Iₒ мора да биде во фаза со напонот Uₒ, а таа претставува векторски збир на струите I₁ и I₂, односно сложување на тие два вектори според правилото на паралелограм, при што векторот I₁ мора да биде нормален на Iₒ и мора да доцни зад него.

Оттука наоѓаме дека Iₒ мора да биде проекција на I₂ во правец на Uₒ. Од претходно најдените Iₒ и I₂ го наоѓаме косинусот на фазниот агол φ од рав. (4), како и самиот агол φ = -0,9045 rad, којшто има негативен предзнак, бидејќи I₂ предничи пред Uₒ.

Така со помош на L₂ успеавме да ја трансформираме струјата од I₂ на Iₒ, но останува да ја врамнотежиме компонентата на I₂ што е нормална на Uₒ. За таа цел служи векторот I₁, чиј интензитет го пресметуваме од рав. (5). Може да се каже дека со помош на големата струја I₁ низ L₁ се крева и антенската струја I₂.

На крајот ги определуваме вредностите на индуктивностите L₁ и L₂. Од равенката Uₒ=I₁*ZL₁ од рав. (6) ја добиваме индуктивноста L₁ = 3,4 μH, а од правоаголниот триаголник UR-Ucₐ-Uₒ од првиот дијаграм и од најдениот фазен агол φ ја добиваме равенката (7) за пресметување на индуктивноста L₂ = 0,41 μH. Тука треба да се внимава дека капацитивната реактанса Xₐ е негативна.

Да заклучиме, иако векторскиот начин не го прави полесен проблемот за определување на вредностите на прилагодното коло, сепак има образовно значење, бидејќи точно ни кажува кој елемент каква улога има во трансформацијата на струите и напоните, а во крајна линија и на импедансата. На овој начин, доколку мериме со векторски мрежен анализатор (VNA) можеме да знаеме од измерениот реален и имагинарен дел на имоедансата кој индуктивитет и за колку треба да го промениме за да постигнеме идеално прилагодување. Пресметката со комплексни броеви според рав. (1) не ни дава таков увид ниту разбирање

На слика 5 се претставени димензиите на вертикалната антена со капацитивната капа на врвот. Димензиите се избрани произволно, според просторните услови. Антената има сопствена резонантна фреквенција од 2,6 MHz, што не ни е употреблива, па затоа со помош на прилагодни кола ја прилагодуваме на бараната работна фреквенција.

Слика 5: Димензии на антената

Вертикалниот дел е изработен од челична цевка, а „пирамидата“, односно капацитивната капа од врвот е изработена од жици.

Долу има мрежа од закопани радијали (високофреквентно заземјување за 160 m и 80 m) и врска со бунар, обложен со метални прстени длабок 9 m, што овозможува одлично заземјување на долги и многу долги бранови.

На слика 6 е прикажан пресметаниот тродимензионален дијаграм на зрачење на антената на 160 m, добиен со компјутерска симулација во програмата MMANA-GAL.
Вертикално нагоре има остра нула на зрачењето, што се чувствува при работа на блиски растојанија (NVIS - near vertical incidence skywave).

Слика 6: Тридимензионален дијаграм на зрачењето на антената

На слика 7 и слика 8 се прикажани дисплеите на векторскиот мрежен анализатор (VNA), со Смитов дијаграм, дијаграм на повратното слабење S11 и дијаграмот на коефициентот на стојни бранови SWR.

На слика 7 векторскиот мрежен анализатор на 1,821 MHz прикажува SWR=1,1 (виолетовата крива долу).
Смитовата (зелената) крива на работната фреквенција поминува многу блиску до центарот на Смитовата кружница. Кога би поминала точно низ центарот тоа би било совршено прилагодување, но и ова одлично, со рефлексија помала од 1%.
Жолтата линија го прикажува повратното слабеење. На работната фреквенција тоа изнесува -20,91 dB, односно рефлектираната моќност е повеќе од 100 пати помала од влезната.

Слика 7: Дисплеј на векторскиот мрежен анализатор (VNA), со Смитов дијаграм, дијаграм на повратното слабење S11 и дијаграмот на коефициентот на стојни бранови SWR. 

На слика 8 векторскиот мрежен анализатор на 3,529 MHz прикажува SWR=1,02 (виолетовата крива долу).
Смитовата (зелената) крива на работната фреквенција поминува точно низ центарот на Смитовата кружница, што индицира практично совршено прилагодување.
Повратното слабеење на работната фреквенција тоа изнесува -37 dB, односно рефлектираната моќност е 5000 пати помала од влезната.

Слика 8: Дисплеј на векторскиот мрежен анализатор (VNA), со Смитов дијаграм, дијаграм на повратното слабење S11 и дијаграмот на коефициентот на стојни бранови SWR.

Може да се види дека е постигнато речиси совршено прилагодување (особено на 3,5 MHz) на импеданса 50+j0 Ω и SWR=1,02, односно 1,1.

Антената е испробана и во работа. На 160 m среде лето со 30-40 W се одржани врски со островите Мадејра (3500 km) и Омск /западен Сибир (4.000 km). На 80 m се одржани врски со Ангола (5.800 km), Чита, источен Сибир (6.700 km) и Јапонија (9.400 km).